Три богатирі - імпульсні перетворювачі на MC34063. Перетворювач живлення на MC34063

Мікросхеми МС34118Р і MC34118DW (фірми Motorola) призначені для застосування в високоякісних гучномовних телефонних апаратах з голосовим перемиканням. Випускаються в пластмасовому прямокутному корпусі двох конструктивних варіантів- МС34118Р для традиційного монтажу - 710-02 (DIP) і MC34118DW для поверхневого - 751F-05 (SOIC) - з 28-ю висновками (рис. 1, а і б відповідно).

Мал. 1, а

Мал. 1, б

вітчизняний аналогмікросхеми МС34118 - ЕКР1436ХА2.

Мікросхема містить мікрофонний підсилювач (МУ), керовані приймальний і передавальний атенюатори, два ідентифікатора фонового шуму (ІФШ) для трактів прийому і передачі, автоматичний регуляторпосилення (АРУ), вузол управління аттенюаторами, вихідний парафазного лінійний підсилювач, підсилювач для освіти фільтра верхніх або нижніх частот. Крім цього, є набір допоміжних вузлів - чотири детектори рівня (ДУ), детектор частотного набору (ДЧН), блокуючий приймальний атенюатор на час набору номера, формувач середньої точки напруги харчування (ФСТ), формувач напруги зсуву (U см) для ДЧН і ін .

Цокольовка у обох конструктивних варіантів мікросхеми однакова. Вона вказана в таблиці.

Таблиця 1

№ виведення	позначення	Функціональне призначення
1	FO	Вихід підсилювача фільтра
2	FI	Вхід підсилювача фільтра
3	CD	Вхід сигналу блокування мікросхеми
4	U піт	Плюсової висновок харчування
5	НТО +	Прямий вихід парафазного підсилювача
6	НТО-	Інверсний вихід парафазного підсилювача
7	HTI	Вхід парафазного підсилювача
8	Тхо	Вихід атенюатора передавального тракту
9	TXI	Вхід атенюатора передавального тракту
10	МСО	Вихід мікрофонного підсилювача
11	MCI	Вхід мікрофонного підсилювача
12	MUT	Блокування мікрофонного підсилювача
13	VLC	Висновок для з'єднання. движка резистора регулятора гучності
14	ст	Вхід сигналу установки режиму перекл. прийом передача
15	U ст	Висновок штучної середньої точки (сигнальна «земля»)
16	СРТ	Висновок активізації постійної часу ІФШ передающ. тракту
17	TLI2	Вхід детектора рівня з боку мікрофона
18	TLO2	Вихід детектора рівня з боку мікрофона
19	RLO2	Вихід детектора рівня з боку гучномовця
20	RLI2	Вхід детектора рівня з боку гучномовця
21	RXI	Вхід атенюатора приймального тракту
22	RXO	Вихід атенюатора приймального тракту
23	TLI1	Вхід детектора рівня з боку парафазного підсилювача
24	TL01	Вихід детектора рівня з боку парафазного підсилювача
25	RLO1	Вихід детектора рівня з боку лінії
26	RLI1	Вхід детектора рівня з боку лінії
27	CPR	Висновок активізації постійної часу ІФШ приймального тракту
28	Заг.	Загальний провід; мінусовій висновок харчування

Основні технічні характеристики при Токр.ср = 25 ° С

Напруга живлення, В	3,5...6,5
Струм, мА, при напрузі живлення 5 В	5
Струм в заблокованому стані, мкА, при напрузі живлення 6,5 В	600
Вхідний опір з виведення блокування (висновок 3), кОм	90
Коефіцієнт посилення мікрофонного і парафазного підсилювачів, дБ	40
Вхідний опір мікрофонного підсилювача, кому	90
Коефіцієнт посилення мікрофонного і парафазного підсилювачів з розімкненим петлею ОС, дБ, на частоті менше 100 Гц	80
Найбільша частота посилення мікрофонного і парафазного підсилювачів, МГц	1
«Мертва зона» напруги блокування МУ і блокування мікросхеми, В	0,8...2
Вхідна напруга аттенюаторов (висновки 9 і 21), мВ, не більше	350
Вхідний опір аттенюаторов, кому	10
Максимальний струм навантаження, мА, мікрофонного підсилювача (висновок 10)	1
аттенюаторов (висновки 8 і 22)	2
парафазного підсилювача (висновки 6 і 5)	5
Коефіцієнт гармонік наскрізного тракту,%, не більше, в режимі прийому	0,5
передачі	0,8
Перехідне загасання між трактами прийому і передачі, дБ	52
Вихідна напруга формувача штучної середньої точки (висновок 15), В, при напрузі живлення 3,5 В	1,3
5 У	1,8...2,4
Вихідний опір виведення 15, Ом	400
Максимальний струм зовнішнього навантаження формувача напруги штучної середньої точки (висновок 15), мА	0,5
Рівень обмеження вихідної напруги парафазного підсилювача по виходу НТО- (вивід 6), В,	3,7
знизу (+5 мА)	0,25
Рівень обмеження вихідної напруги парафазного підсилювача по виходу НТО + (висновок 5), В, зверху (при вихідному струмі -5 мА)	3,7
знизу (+5 мА)	0,45

Мікросхемі властива дуже висока температурна стабільність параметрів.

Типова схема включення приладу з харчуванням від телефонної лініїпоказана на рис. 2. Необхідне посилення мікрофонного підсилювача (МУ) А1 в робочій частотній смузі (близько 40 дБ) встановлюють відповідним вибором зовнішнього резистора R MF (R6), що підключається до висновків 10 і 11. При подачі на висновок 12 (MUT) постійної напруги більше 2 В підсилювач блокується і його коефіцієнт посилення зменшується до -39 дБ. Якщо функцію блокування використовувати не передбачається, висновок 12 з'єднують із загальним проводом (висновок 28). Коефіцієнт нелінійних спотворень підсилювача в частотній смузі 0,3 ... 10 кГц не перевищує 0,15%.

Дві підсилювальні ступені А10, А14 утворюють парафазного підсилювач (висновки 5-7), необхідний для узгодження передавального тракту з двупроводной телефонною лінією, яка підключається через зовнішній розділовий трансформатор Т1. Так само, як і в мікрофонному підсилювачі, необхідний коефіцієнт посилення встановлюють вибором резистора R HF (R13), що підключається до висновків 6 і 7. Коефіцієнт нелінійних спотворень парафазного підсилювача не перевищує 0,3% в частотній смузі 0,3 ... 10 кГц .

Передавальний і приймальний атенюатори А7, А9 (висновки - входи 9 і 21, виходи 8 і 22 відповідно), щоб перейти з прийому на передачу і назад в напівдуплексному режимі. Двобічний режим в гучномовних телефонах реалізувати не вдається через сильну акустичної зв'язку між гучномовцем і мікрофоном, що приводить до самозбудження тракту.

Керують аттенюаторами сигнали, що формуються спеціальним вузлом, який аналізує надходять на його входи сигнали з лінії і мікрофона через детектори рівня (ДУ) А2, А4, А11, А13 (а також інші сигнали) і автоматично перемикає телефонний канал з прийому на передачу і назад. Завдяки цьому при розмові не потрібно тримати мікротелефонну трубку в руках, притискати до вуха телефон і говорити в мікрофон. Таким чином реалізується функція «вільні руки» ( «Hands-free»), що вигідно відрізняє цей телефон від традиційних.

За відсутності розмови (режим очікування) загасання кожного атенюатора одно -20 дБ. У режимі прийому (абонент на ближньому кінці слухає) і передачі (абонент говорить) різниця в згасанні аттенюаторов досягає 52 дБ.

Для придушення акустичного шуму приміщення і шуму в лінії в передавальному і приймальному трактах передбачені ідентифікатори фонового шуму (ІФШ) A3, А12. Вони відрізняють мовний сигнал, що має різкі зміни амплітуди, від фонового шуму, якому властивий постійний рівень. В результаті при мовному сигналі коефіцієнт передачі аттенюаторов дорівнює +6 дБ, а при наявності фонового шуму - 20 дБ.

Мал. 3, а

Мал. 3, б

Підсилювальний елемент Ф А15 (висновки 1 і 2) з зовнішніми резисторами і конденсаторами утворюють ФВЧ, що захищає приймальний тракт від мережного наведення частотою 50 Гц (і її гармонік) на дроти лінії. При необхідності корекції АЧХ приймального тракту у верхній області

звукового частотного діапазону можна зібрати ФНЧ. Вхідний опір фільтрів дорівнює 1 МОм, вихідна - менше 50 Ом. Схеми фільтрів, характеристики і основні розрахункові співвідношення представлені на рис. 3, а, б.

Автоматичний регулятор посилення (АРУ) А5 призначений для забезпечення стійкої роботи приймального тракту в умовах великого загасання сигналу в телефонній лінії. При зменшенні напруги в лінії до 3,5 В (нагадаємо, що мікросхема живиться від цієї лінії) АРУ впливає через вузол управління А8 на приймальний атенюатор, зменшуючи струм і не допускаючи тим самим подальшого зниження напруги.

Деякі найбільш важливі типові характеристики мікросхеми МС34118 показані на рис. 4-6.

Амплітудно-частотна і фазові характеристики мікрофонного і пара-фазного підсилювачів зображені на рис. 4, а передавальні характеристики детекторів рівня ДУ (на рис. 6 - фрагмент реальної схеми детектора рівня) при різних номіналах елементів вхідного ланцюга - на рис. 5. Залежності коефіцієнта передачі приймального і передавального аттенюаторов від керуючої напруги представлені на рис. 7.

Гучномовний прийом абонента забезпечує підключений до мікросхеми МС34118 зовнішній підсилювач потужності 34 МС34119. Цю мікросхему випускають в пластмасовому прямокутному корпусі трьох конструктивних варіантів - 626, 751 (SO-8) і 948J (TSSOP); відповідно МС34119Р, МС34119D і МС34119DTB. Вітчизняний аналог мікросхеми МС34119Р - К1436УН1.

Мікросхема МС34118 розрахована на спільну роботу з номеронабирачем на базі мікросхеми МС145412, що має пристрій на 10 номерів, яке при відключенні апарату від лінії підтримує зовнішнє джерело живлення напругою 3 В.

В. Чистяков

Управління та контроль за роботою двигуна та інших систем сучасного автомобіля виконують спеціалізовані електронні блоки на основі мікроконтролерів. Кожен з них має певні функції і працює відповідно до керуючої програмою і сигналами датчиків. Всі блоки автомобіля об'єднані спільною многопроводной лінією зв'язку, яка виведена на сервісний (або діагностичний) роз'єм.

Для автомобільної електроніки розроблено декілька стандартів, що визначають умови і порядок взаємодії електронних блоків і пристроїв. У найбільш поширеному стандарті ISO-9141 для зв'язку між блоками передбачені дві однопровідні лінії. Одна з них, звана в цьому стандарті К-лінією, призначена для двостороннього обміну інформацією між підключаються до неї пристроями. За іншою, спочатку розробленої як односпрямована і призначається лише для отримання інформації від систем вбудованої діагностики автомобіля, закріплено назву L-лінії. На практиці найчастіше К і L-лінії використовують спільно в якості двупроводной і часто називають KL-лінією, що доповнюється двома проводами харчування.

Для взаємозв'язку між внутрішніми блоками автомобіля і зовнішніми приладами діагностики по KL-лінії розроблені спеціалізовані мікросхеми. У цій статті представлені дві з них - МС33199 і L9637, про місце і роль яких у діагностичної системіможна судити по рис. 1.

Він показує, що наявні в складі електронних блоків автомобіля контролери взаємодіють між собою і з діагностичними приладами через К і L-лінії, до яких вони підключені через інтерфейсні мікросхеми МС33199. Як приладів діагностики можуть бути використані як спеціалізовані комплекси, так і персональні комп'ютери, ноутбуки.

МС33199

Основна функція цієї мікросхеми - узгодження низьковольтних сигналів ТТЛ, використовуваних в блоках управління та приладах діагностики, з більш високими рівнями, що діють на живляться від бортової мережі автомобіля лініях До і L, де напруга високого рівняприв'язується до значення напруги на батареї акумуляторів. Друга функція - фільтрація присутніх в лініях перешкод шляхом обмеження напруги сигналів, що пропускаються з ліній. Рівень обмеження задають значенням напруги на висновках U nopL і U порk- Він може динамічно змінюватися при коливаннях напруги на батареї автомобіля. Швидкість обміну інформацією по К-лінії може досягати 200 кБод.

До характерних особливостей мікросхеми можна віднести повний захист висновків від будь-якого замикання (між собою, на мінусовий і плюсовій дроти живлення), а також захист від перегрівання, від перевищення напруги по входах До і L і від помилкової полярності підключення ланцюгів харчування. На рис. 2 показана функціональна схема приладу МС33199.

Його основа-підсилювач-формувач DA3 і два компаратора DA1, DA2. Входи компараторов, з'єднані з висновками L і К мікросхеми, захищені від перевищення вхідної напруги стабілітронами VD1, VD2. Виходи компараторів через транзистори VT1, VT2 з'єднані з висновками Lвих і RXD (звичайне позначення виведення прийому інформації контролера). Інформаційний вихід контролера (зазвичай позначається як TXD) підключають до однойменного висновку мікросхеми МС33199. Вихід джерела зразкового напруги Uoбp використовують, як правило, для завдання граничних значень напруги на входах компараторів DA1, DA2, підключених до висновків UпорL і Uпорk. Проте для завдання порогового напруги можливо використовувати і будь-який інший зовнішній джерело зразкового напруги.

Компаратори формують фронт і спад імпульсів і погоджують рівні сигналів, які передаються з К-і L-ліній на виходи Lвих і RXD. При цьому вихід Lвих виконаний на транзисторі з відкритим колектором (VT1), що дозволяє підключати його до пристроїв з рівнями сигналів, відмінними від ТТЛ.

Ще одна особливість мікросхеми полягає в тому, що напруга Uoбр, а значить, і значення порогового напруги для компараторів залежать від напруги на виводі Uбат, що підключається до плюсового висновку батареї акумуляторів, і може лінійно змінюватися в інтервалі від 5,6 до 18 В (рис . 3). При змінах напруги на батареї така "автоподстройка" змінює рівень обмеження шуму і перешкод з ліній.

У статичному стані споживаний від джерела струм дорівнює приблизно 3 мА. При цьому, як видно з малюнка, максимально можливе значення обмежена на рівні 4 мА, а мінімальне - 2 мА. У момент перемикання напруги на виході До поріг обмеження струму по максимуму різко збільшується до значення 120 мА (на період часу близько 4 мкс), обмеження по мінімуму - до 40 мА і триває менший час.
Типовий реальний струм, споживаний в цей час від джерела струму (Iтіп), залежить від ємності лінії.

Харчується мікросхема від двох джерел. Через висновок Uпит напругою 5 В харчуються ланцюги, що підключаються до мікроконтролеру, забезпечуючи тим самим сумісність рівнів напруги на висновках RXD і TXD з TTL. Через висновок Uбат підключається зазвичай до плюсового висновку акумуляторної батареї автомобіля, харчується джерело струму, службовець навантаженням для транзистора VT2. Вбудовані вузли захисту витримують підвищення напруги на виводі Uбат до 40 В. Мікросхему MC33199D виробляє фірма Motorola. Прилад оформлений в пластмасовий корпус SO-14 зі штампованими лудженими висновками (рис. 5).

Цокольовка мікросхеми MC33199D представлена ​​в табл. 1.

L9637

Мікросхема L9637 так само, як і раніше описана МС33199, виконує функції інтерфейсу між електронними блоками і лініями зв'язку До і L, погоджуючи рівні і формуючи фронти сигналів. Відрізняє ж її менше енергоспоживання і підвищений ступінь інтеграції. Швидкість обміну інформацією по обох лініях може перевищувати 50 кБод.

Мікросхему виробляє фірма STMicroelectronics в пластмасовому корпусі з плоскими штампованими лудженими висновками: SO-8 для поверхневого монтажу (рис. 8) і DIP-8 для традиційного монтажу в отвори (рис. 9). Цокольовка приладу вказана в табл. 2.

Мікросхема містить три компаратора - DA1, DA2, DA3 (див. Рис. 10),

Забезпечують узгодження рівнів, формування фронтів і фільтрацію низькоамплітудних імпульсних перешкод на К-і L-лініях. Всі входи і виходи захищені від кидків напруги вбудованими стабілітронами. Всі вихідні транзистори, на відміну від мікросхеми МС33199, забезпечені вбудованими навантажувальними резисторами. Вхідні ланцюги зразкового напруги для компараторів розміщені на кристалі, що спрощує розведення друкованої плати та мінімізує перешкоди по цих ланцюгах.

За принципом роботи основних вузлів обидві мікросхеми майже не відрізняються.

Зразковий джерело формує напругу, що подається на неінвертуючий входи компараторів, які порівнюють його з сигналами, які діють на лініях L і К. Результат порівняння через транзистори VT2, VT3 надходить на виходи RXD і Lвих. Вихідний сигнал управління від контролера або іншого пристрою надходить на вхід TXD і далі через компаратор DA1, вузол температурного захисту і транзистор VT1 на вихід К.

Через висновок Uпит харчуються основні ланцюги мікросхеми. На висновок Uбат надходить напруга з плюсового виведення автомобільної акумуляторної батареї, дозволяючи коректувати значення напруги зразкового джерела в разі коливань напруги на ній.

Німецька фірма Vishay Siliconix випускає аналог цієї мікросхеми під найменуванням SI9243AEY

Радіо №5 2008р.

Принципова схема

Принципова схема приймача приведена на рис. 5.63. Застосована далеко не нова, але добре себе зарекомендувала мікросхема МС3361. Її паспортна чутливість 2,6 мкВ, однак чутливість приймача може бути легко поліпшена до 0,5 мкВ. Для цього досить включити на вході апериодический УРЧ на польовому транзисторіКПЗОЗ (рис. 5.64). На друкованій платі приймача, що приводиться нижче, місця для цих елементів передбачені.

Мікросхема є супергетеродинний приймач з одноразовим перетворенням частоти. Частота гетеродина стабілізована кварцом ZQ1. Котушка L2 призначена для забезпечення точного збігу проміжної частоти з центральною частотою п'єзоелектричного фільтра ZQ2, що входить до складу ППЧ.

В якості опорного елемента частотного дискримінатора, що входить до складу мікросхеми, використаний резонатор ZQ3 на

частоту 465кГц. При відсутності такого резонатора між висновком 8 мікросхеми і плюсом джерела живлення, замість встановлених на схемі елементів, може бути включений паралельний коливальний контур, налаштований на 465 кГц. Як індуктивності такого контуру можна з успіхом використовувати котушку на стандартній арматурі від фільтрів ПЧ промислових приймачів індуктивністю 117 мкГн. Конденсатор контуру повинен мати ємність 1000 ПФ. Висновок 9 мікросхеми є виходом частотного детектора. Фільтр нижніх частот R1, С6 забезпечує придушення високочастотних шумів на виході детектора.

Через розділовий конденсатор С7 прийняті імпульси надходять на вхід операційного підсилювача(Висновок 10), наявного в складі мікросхеми. Його коефіцієнт посилення визначається резистором R3. З виходу ОУ (висновок 11) посилений сигнал надходить на селектор імпульсів.

Потенціометр R4 забезпечує установку граничної напруги на вході ОУ, що перешкоджає проходженню шумів на його вихід. Якщо приймач буде використовуватися автономно, селектор імпульсів і подальший дешифратор - а це частина схеми, що починається з елемента DDI.2- зі схеми вилучаються, і до висновку 11DA1 підключається нормалізатор імпульсів (рис. 5.65). Якщо мається на увазі використання в складі апаратури пропорційного управління, то доцільно збирати всю схему разом з дешифратором, тому що дешифратор розроблявся саме під цей варіант приймача.

Селектор імпульсів зібраний на мікросхемі DDI і забезпечує перетворення вихідних імпульсів приймача спотвореної форми в прямокутні, з крутими фронтами і постійною амплітудою. Це необхідно для нормальної роботи розподільника імпульсів на мікросхемі DD2. Крім того, селектор виділяє з прийнятого сигналу сінхропаузи.

Принцип дії

Логічна частина схеми приймача працює наступним чином. Позитивні імпульси з виведення 11 DA1 (рис. 5.66, б) подаються на елемент DD1.2 для нормалізації. З його виходу імпульси стандартної амплітуди (рис. 5.66, в) надходять на лічильний вхід 14 мікросхеми DD2. При наявності низького рівня на 13 виведенні цієї мікросхеми рахунок дозволений і на висновках 2 і 4 послідовно в часі з'являються перший і другий канальні імпульси відповідно (рис. 5.66, з, і).

Крім цього, нормалізовані імпульси інвертуються елементом DD1.1 і запускають схему виділення сінхропаузи, що складається з елементів VD1, R6, С13, DD1.4. Негативними імпульсами з виведення 3 DD1.1 конденсатор С13 швидко розряджається через малий опір відкритого діода VD1 до нуля і повільно заряджається в паузах між імпульсами через резистор R6 значної величини.

Постійна часу ланцюга заряду обрана таким чином, що навіть при максимальній тривалості канальних імпуль-

сов напруга на конденсаторі не встигає дорости до рівня логічної одиниці (рис. 5.66, д) і напруга на виході елемента DDI.4 залишається рівним нулю. Після закінчення останнього канального імпульсу напруга на конденсаторі через деякий час досягає одиничного рівня, і елемент DD1.4 «перекидається». Позитивний стрибок напруги, відповідний передньому фронту сінхропаузи, через диференціюються ланцюжок С15, R8 подається на вхід обнулення лічильника DD2.

Перший же з тих, хто прийшов імпульсів сінхропаузи з виведення 11 DD1.4 через діод VD2 заряджає конденсатор С14, забезпечуючи

на виведення 10 DD1.3 нульове напруга, яке, будучи поданим на вхід 13 DD2, забезпечує дозвіл рахунку імпульсів по входу 14. Постійна часу ланцюга розряду конденсатора С14 обрана настільки великий, що він не встигає значно розрядитися в проміжках між імпульсами сінхропаузи, чим забезпечується дозвіл рахунку на весь час присутності сигналу на вході приймача. При виключенні передавача вхідний сигнал пропадає, конденсатор повільно розряджається до нуля і на виході 10 DD1.3 з'являється високий потенціал, забороняючи рахунок мікросхемі DD2. Робиться це для того, щоб лічильник не спрацьовував від шумових викидів на виході приймача, що призводило б до безладного спрацьовування рульової машинки і регулятора ходу і, в підсумку, до «посмикування» моделі. Напруга живлення приймача бажано застабілі-зировать.

Деталі та конструкція

Друкована плата приймача зображена на рис. 5.67. Пунктирна лінія під мікросхемою DDI позначає перемичку, яку необхідно впаяти з боку деталей перед монтажем мікросхеми. До контакту XI припаюється антена (відрізок дроту довжиною 15-30 см), до Х2 - провід живлення. На платі в безпосередній близькості від цього контакту передбачено місце для установки місцевого стабілізатора напруги на 5 В, наприклад К1157ЕН502А. ХЗ і Х4 з'єднуються з входом регулятора ходу і рульової машинки відповідно.

У разі заміни резонатора ZQ3 на коливальний контур, котушка упаюється в отвори, призначені для ZQ3 і С5, а контурний конденсатор - замість резистора R2. Котушка містить 78 витків дроту діаметром 0,12 мм і поміщена в феритовий сердечник від стандартних котушок ПЧ промислових приймачів. Наявність екранів на котушках необов'язково.

Всі постійні резистори у приймальнику - типу МЛТ-0,125. Підлаштування R4 - СПЗ-19а. Конденсатори С13, С14 - типу К73-17, всі інші, крім С7 і СЮ, керамічні типу КМ-6

або імпортні дискові. С2, С4 і С5 обов'язково повинні мати "хороший ТКЕ (МЗЗ, М47).

П'єзоелектричний фільтр ZQ2 марки ФП1П1-61-01 або йому аналогічний на частоту 465 кГц. ZQ3 - п'єзоелектричний резонатор на частоту 465 кГц. Кварцовий резонатор ZQ1 - на частоту 26,655 МГц. Котушки LI, L2 - на каркасах, аналогічних вищеописаним. Їх дані наведені на рис. 5.63. Мікросхема DA1 може бути замінена аналогічними пристроями інших фірм виробників LM3361 або КА3361.

Налаштування

Налаштування приймача зручно робити за сигналами передавача. Приймач з підключеною антеною необхідно розташувати на відстані 50-100 см від включеного передавача і підключити осцилограф до висновку 5 мікросхеми DA1. На екрані повинні спостерігатися синусоїдальні коливання на частоті, приблизно рівній 465 кГц (результат взаємодії в змішувачі вхідного сигналу і гетеродина напруги).

Перевіряти наявність коливань гетеродина безпосередньо, підключаючись до висновку 1 або 2, не слід, так як підключення

осцилографа може призводити до зриву генерації. Обертанням сердечників котушок L1 і L2 необхідно домогтися максимуму амплітуди спостережуваних коливань. Для більш точного налаштування котушок, передавач доцільно видаляти від приймача в процесі настройки, залишаючи рівень сигналу на екрані осцилографа мінімально необхідним для спостереження.

Відсутність коливань проміжної частоти на виводі 5 при будь-якому положенні осердя котушки L2 свідчить про те, що гетеродин не порушують. Якщо монтаж виконаний правильно і кварц завідомо справний, можна спробувати підібрати ємність конденсатора С4 в межах 24-75 пФ. негативний результатговорить про те, що резонатор гармоніковий і його потрібно включити відповідно до схеми, наведеної на рис. 5.60.

Наступний етап найбільш відповідальний. Від ретельності налаштування частотного дискримінатора істотно залежить чутливість приймача, а значить і якість роботи системи в цілому. Осцилограф підключається до точки з'єднання резистора R1 і конденсатора С7 (вихід фільтра низької частоти частотного детектора). При включенні передавача замість шумів на екрані повинні з'явитися негативні імпульси приблизно трикутної форми (рис. 5.66, а).

Відсутність імпульсів або позитивна їх полярність говорять про те, що частота використовуваного резонатора ZQ3 не дорівнює точно 465 кГц. У цьому випадку замість С5 необхідно тимчасово впаяти, на якомога більш коротких провідниках під-строечний конденсатор на 25-150 пФ, і обертанням його ротора домогтися амплітуди негативних імпульсів 0,3-0,4 В.

Вимірявши вийшла ємність, впаяти постійний конденсатор. У разі використання опорного коливального контуру, того ж ефекту домагаються підстроюванням сердечника котушки. Необхідно мати на увазі, що настройка частотного дискримінатора можлива в трьох точках, дві з яких помилкові. Ознакою помилкової налаштування є позитивна полярність спостережуваних імпульсів.

Переключити осцилограф на висновок 11 DA1 і потенціометром R4 домогтися на екрані осцилографа придушення шумовий

доріжки в підставі імпульсів (рис. 5.66,6). Проконтролювати епюри напруг, наведені на рис. 5.66, у відповідних точках селектора і розподільника імпульсів. При відсутності помилок монтажу ця частина схеми настройки не вимагає.

Дніщенко В. А.

500 схем для радіоаматорів. Дистанційне керування моделями.
СПб .: Наука і техніка, 2007. - 464 е .: мул.

Імпульсний регулятор напруги MC34063A (повний російський аналог КР1156ЕУ5) - спеціально розроблена мікросхема для DC-DC перетворювачів з мінімальною кількістю зовнішніх елементів. Мікросхема MC34063A застосовується в імпульсних джерелах живлення з вхідною напругою від 3 до 40В і вихідним струмом до 1,5 А:

Підвищують (Step-up converter)

понижуючих (Step-down converter)

инвертирующих (Voltage inverting converter).

На практиці доводилося зустрічатися тільки з варіантами джерел живлення

підвищують - Фелікс 02К, ланцюг формування 24В з 12В

понижуючих - практично всі фіскальні реєстратори працюють від 24В, принтери етикеток та інше обладнання, де вхідна напруга живлення більше 5 вольт. Тому будемо розглядати тільки перші два варіанти використання мікросхеми MC34063A.

1. Datasheet MC34063A англійською (скачати).
2. Опис роботи КР1156ЕУ5 (аналог MC34063A) російською (cкачать).
3. И.Л. Кольцов «33 схеми на КР1156ЕУ5» (завантажити).
4. Документ AN920 / D. В даному документі наведені формули для розрахунку перетворювачів DC-DC на базі мікросхеми MC34063. Розглянуто принцип роботи. (завантажити).

Загальний опис.

Потужний електронний ключ на складеному транзисторі (VT1 і VT2), який з'єднаний зі схемою управління. На неї надходять імпульси синхронізації від генератора, шпаруватість яких залежить від сигналу схеми обмеження по струму. Також на схему управління подається сигнал зворотнього зв'язкуз компаратора. Він виробляє порівняння напруги зворотного зв'язку з напругою внутрішнього джерела опорного напруги. Стабільність параметрів вихідної напруги мікросхеми повністю забезпечує джерело опорного напруги, тому що електричної напруги якого не залежить від змін температури довкілляі коливання вхідного напруги.

Мал. Розташування висновків (pinout) MC34063A

призначення висновків

Switch Collector (VT1)Колектор вихідного транзистора.

Switch Emitter (OUT)Емітер вихідного транзистора.

Timing Capacitor (OSC)Висновок для підключення времязадающего конденсатора.

Ground (Gnd)Загальний висновок.

Comparator Inverting Input (CMP)Вхід компаратора - інвертується.

Vcc (Uin)Напруга живлення (3 ... 40В).

Ipk Sense (Rt)Вхід схеми обмеження струму, сюди підключається струмообмежуючі резистор. Ipk піковий струм через індуктивність, де Ipk<1.5А.

Driver Collector (VT2)Колектор передвихідного транзистора.

Схема підключення.

Мікросхема МС34063A має два входи, які можна використовувати для стабілізації струму.

Один вхід має граничну напругу 1.25В (5 нога), що для потужного навантаження не вигідно через втрати потужності. Наприклад, при струмі 1000 ма маємо втрати на резисторі-датчику струму величиною 1.25 * 1А = 1.25Вт, що можна порівняти з втратами потужності на лінійному стабілізаторі.

Другий вхід мікросхеми має граничну напругу 0.3В (7 нога), і призначений для захисту вбудованого транзистора від перевантаження по струму.

Мал. Схема зниження (Step-down converter)

Мал. Схема підвищення (Step-up converter)

С2- конденсатор задає частоту перетворення.

VD1- швидкодіючий діод, практично вся схема залежить від швидкодії цього діода. При використанні діодів Шотки, діод повинен витримувати зворотне напруга вдвічі перевищує вихідну напругу.

R1- Токовий датчик, задає максимальний струм на виході стабілізатора. При перевищенні максимального струму - мікросхема відключиться, фактично є захистом від короткого замикання (перевантаження) на виході. Володіє досить великий розсіюваною потужністю, від 0,5 Вт до 2Вт, на практиці іноді виглядає у вигляді декількох паралельно включених резисторів.

R2, R3- дільник напруги, за допомогою якого задається вихідна напруга.

Мал. Вихідна напруга, формула розрахунку.

Фільтр розглянемо окремо, так як саме фільтр є слабкою ланкою при експлуатації.

L1- накопичувальна і фільтрує індуктивність. Дану індуктивність настійно не рекомендується зменшувати, так само саме ця індуктивність задає вихідний струм, тому товщина дроту досить критичний параметр. На практиці така схема фільтра досить рідкісне явище, як правило ставиться другий LC фільтр, індуктивності включаються зустрічно.

С3- принцип такий же як у котушки індуктивності. Незважаючи на розрахунки, якщо немає обмеження за розмірами, конденсатор на 470 мкФ побачити тут досить рідкісне явище. А ось конденсатор на 1000 мкФ тут загальноприйнятий стандарт (розглядаємо схеми Uвх = 24В, U вих = 5В). Конденсатор повинен бути LOW ESR, однак на практиці це досить рідкісне явище, ставиться звичайний конденсатор. Хоча якщо підняти обладнання 2000-2002 р.в. то там можна зустріти LOW ESR конденсатори у фільтрі. Деякі виробники ставлять в паралель ВЧ конденсатор, проте це досить спірне рішення.

Зараз з'явилося багато мікросхемних стабілізаторів струму світлодіодів, але всі вони, як правило, досить дороги. А так як потреба в таких стабілізаторах в зв'язку з поширенням потужних світлодіодів велика, то доводиться шукати варіанти їх, стабілізаторів, здешевлення.

Тут пропонується ще один варіант стабілізатора на поширеною і дешевою мікросхемі ключового стабілізатора МС34063. Від вже відомих схем стабілізаторів на цій мікросхемі, запропонований варіант відрізняється трохи нестандартним включенням, що дозволив збільшити робочу частоту і забезпечити стійкість навіть при малих значеннях індуктивності дроселя і ємності вихідного конденсатора.

Особливості роботи мікросхеми - ШІМ або ЧИМ?

Особливість мікросхеми полягає в тому, що вона є одночасно і ШІМ і релейного! Причому, можна самому вибирати, якою вона буде.

У документі AN920-D, де більш детально описується ця мікросхема, сказано приблизно таке (дивіться функціональну схему мікросхеми на Рис.2).

Під час зарядки времязадающего конденсатора на одному вході логічного елемента "І", керуючого тригером, встановлюється логічна одиниця. Якщо вихідна напруга стабілізатора нижче номінального (по входу з пороговим напругою 1,25В), то логічна одиниця виставляється і на другому вході цього ж елемента. У цьому випадку на виході елемента і на вході "S" тригера виставляється також логічна одиниця, він встановлюється (активний рівень по входу "S" - лог. 1) і на його виході "Q" з'являється логічна одиниця, що відкриває ключові транзистори.

Коли напруга на частотозадающіх конденсаторі досягне верхнього порогу, він починає розряджатися, при цьому на першому вході логічного елемента "І" з'являється логічний нуль. Цей же рівень подається і на вхід скидання тригера (активний рівень по входу "R" - лог. 0) і скидає його. На виході "Q" тригера з'являється логічний нуль і ключові транзистори закриваються.
Далі цикл повторюється.

За функціональною схемою видно, що це опис відноситься тільки до компаратору струму, функціонально пов'язаного з генератором, що задає (керованого по входу 7 мікросхеми). А вихід компаратора напруги (керованого по входу 5) таких "привілеїв" не має.

Виходить, що в кожному циклі компаратор струму може як відкривати ключові транзистори, так і закривати їх, якщо, звичайно, дозволяє компаратор напруги. Але сам компаратор напруги може видавати тільки дозвіл або заборону на відкривання, яке може бути відпрацьовано тільки, в наступному циклі.

Звідси випливає, що якщо закоротити вхід компаратора струму (висновки 6 і 7) і керувати тільки компаратором напруги (висновок 5), то ключові транзистори відкриваються їм і залишаються відкритими до кінця циклу зарядки конденсатора, навіть якщо на вході компаратора напруга перевищило порогове. І тільки з початком розрядки конденсатора генератор закриє транзистори. У такому режимі потужність, що віддається в навантаження, може дозувати тільки частотою генератора, що задає, так як ключові транзистори хоча і закриваються примусово, але тільки на час порядку 0,3-0,5мкс при будь-якому значенні частоти. А такий режим більше схожий на ЧИМ - частотно-імпульсну модуляцію, яка відноситься до релейного типу регулювання.

Якщо ж навпаки, закоротити вхід компаратора напруги на корпус, виключивши його з роботи, а управляти тільки входом компаратора струму (висновок 7), то ключові транзистори будуть відкриватися задає генератором і закриватися по команді компаратора струму в кожному циклі! Тобто, при відсутності навантаження, коли компаратор струму не спрацьовує, транзистори відкриваються надовго і закриваються на короткий проміжок часу. При перевантаженні, навпаки - відкриваються і тут же надовго закриваються по команді компаратора струму. При якихось середніх значеннях струму навантаження ключі відкриваються генератором, і через якийсь час, після спрацювання компаратора струму, закриваються. Таким чином, в даному режимі потужність в навантаженні регулюється тривалістю відкритого стану транзисторів - тобто, повноцінної ШІМ.

Можна заперечити, що це не ШІМ, так як в такому режимі частота не залишається постійною, а змінюється - зменшується зі збільшенням робочої напруги. Але при постійній напрузі харчування незмінною залишається і частота, а стабілізація струму навантаження здійснюється тільки зміною тривалості імпульсу. З цього, можна вважати, що це повноцінна ШІМ. А зміна робочої частоти при зміні напруги живлення пояснюється безпосереднім зв'язком компаратора струму з генератором, що задає.

При одночасному використанні обох компараторів (в класичній схемі) все працює точно так само, а ключовий режим або ШИМ включаються в залежності від того, який компаратор спрацює в даний момент: при перевантаженні по напрузі - ключовий (ЧИМ), а при перевантаженні по струму - ШІМ.

Можна повністю виключити з роботи компаратор напруги, замкнувши на корпус 5-й висновок мікросхеми, а стабілізацію напруги здійснювати так само за допомогою ШІМ, встановивши додатковий транзистор. Такий варіант показаний на Рис.1.

рис.1

Стабілізація напруги в цій схемі здійснюється зміною напруги на вході компаратора струму. Опорною напругою служить порогове напруга затвора польового транзистора VT1. Вихідна напруга стабілізатора пропорційно добутку граничної напруги транзистора на коефіцієнт розподілу резистивного подільника Rd1, Rd2 і розраховується за формулою:

Uout = Up (1 + Rd2 / Rd1), де

Up - Граничне напруга VT1 (1.7 ... 2В).

Стабілізація струму як і раніше залежить від опору резистора R2.

Принцип роботи стабілізатора струму.

Мікросхема МС34063 має два входи, які можна використовувати для стабілізації струму.

Один вхід має граничну напругу 1.25В (5-й висновок мс), що для досить потужних світлодіодів не вигідно через втрати потужності. Наприклад, при струмі 700мА (для світлодіода на 3Вт) маємо втрати на резисторі-датчику струму величиною 1.25 * 0.7А = 0.875Вт. Вже з цієї причини теоретичний ККД перетворювача не може бути вище 3Вт / (3Вт + 0.875Вт) = 77%. Реальний же - 60% ... 70%, що порівнянно з лінійними стабілізаторами або просто резисторами-обмежувачами струму.

Другий вхід мікросхеми має граничну напругу 0.3В (7-й висновок мс), і призначений для захисту вбудованого транзистора від перевантаження по струму.
Зазвичай, так ця мікросхема і використовується: вхід з порогом 1.25В - для стабілізації напруги або струму, а вхід з порогом 0.3В - для захисту мікросхеми від перевантаження.
Іноді ставлять додатковий ОУ для посилення напруги з датчика струму, але ми цей варіант не будемо розглядати через втрату привабливою простоти схеми і збільшення вартості стабілізатора. Простіше буде взяти іншу мікросхему ...

В даному варіанті пропонується використовувати для стабілізації струму вхід з пороговим напругою 0.3В, а інший, з напругою 1.25В - просто відключити.

Схема виходить дуже проста. Для зручності сприйняття показані функціональні вузли самої мікросхеми (Рис.2).

рис.2

Призначення і вибір елементів схеми.

Діод D з дроселем L- елементи будь-якого імпульсного стабілізатора, розраховуються на необхідний струм навантаження і нерозривний режим струму дроселя відповідно.

конденсатори Сi і Сo- блокувальні по входу і виходу. Вихідний конденсатор З перестав бути принципово необхідним через малі пульсацій струму навантаження, особливо при великих значеннях індуктивності дроселя, з цього намальований пунктиром і може бути відсутнім в реальній схемі.

конденсатор СT- частотозадающіх. Він так само не є принципово необхідним елементом, тому показаний пунктиром.

У даташітах на мікросхему вказана максимальна робоча частота 100кГц, в табличних параметрах наведено середнє значення 33КГц, на графіках, що показують залежність тривалості відкритого і закритого станів ключа від ємності частотозадаючого конденсатора, наведені мінімальні значення 2мкс і 0,3мкс відповідно (при ємності 10пФ).
Виходить, що якщо взяти останні значення, то період дорівнює 2мкс + 0.3мкс = 2.3мкс, а це частота 435КГц.

Якщо врахувати принцип роботи мікросхеми - тригер, що встановлюється імпульсом задає, і скидається компаратором струму, то виходить, що ця мс є логічною, а у логіки робоча частота не нижче одиниць МГц. Виходить, що швидкодія буде обмежено тільки швидкісними характеристиками ключового транзистора. І якби він не тягнув частоту 400кГц, то і фронти зі спадами імпульсів були б затягнуті і ККД був би дуже низьким через динамічних втрат. Однак практика показала, що мікросхеми різних виробників добре запускаються і працюють взагалі без частотозадаючого конденсатора. А це дозволило максимально підвищити робочу частоту - до 200кГц - 400кГц в залежності від екземпляра мікросхеми і її виробника. Ключові транзистори мікросхеми тримають такі частоти добре, так як фронти імпульсів не перевищують 0,1мкс, а спади - 0,12мкс при робочій частоті 380КГц. Тому навіть на таких підвищених частотах динамічні втрати в транзисторах досить малі, і основні втрати і нагрів визначаються підвищеною напругою насичення ключового транзистора (0.5 ... 1В).

резистор Rbобмежує струм бази вбудованого ключового транзистора. Показане на схемі включення цього резистора дозволяє зменшити рассеиваемую на ньому потужність і підвищити ККД стабілізатора. Падіння напруги на резисторі Rb дорівнює різниці між напругою живлення, напругою навантаження і падінням напруги на мікросхемі (0.9-2В).

Наприклад, при послідовній ланцюжку з 3-х світлодіодів з загальним падінням напруги 9 ... 10В і від акумуляторної батареї (12-14В) падіння напруги на резисторі Rb не перевищує 4В.

В результаті, втрати на резисторі Rb виявляються в кілька разів менше, в порівнянні з типовим включенням, коли резистор включається між 8-м висновком мс і напругою живлення.

Слід мати на увазі, що всередині мікросхеми або вже встановлений додатковий резистор Rb, або опір самої структури ключів підвищений, або структура ключів виконана як джерело струму. Це випливає з графіка залежності напруги насичення структури (між висновками 8 і 2) від напруги живлення при різних опорах обмежувального резистора Rb (Рис.3).

рис.3

В результаті, в деяких випадках (коли різниця між напругою живлення і навантаження мала або втрати можна перенести з резистора Rb на мікросхему) резистор Rb можна не встановлювати, поєднуючи безпосередньо висновок 8 мікросхеми або з виходом, або з напругою живлення.

А коли загальний ККД стабілізатора не особливо важливий, можна з'єднати висновки 8 і 1 мікросхеми між собою. При цьому ККД може зменшитися на 3-10% в залежності від струму навантаження.

При виборі опору резистора Rb доводиться йти на компроміс. Чим менше опір, тим при меншому початковому напрузі харчування починається режим стабілізації струму навантаження, але при цьому збільшуються втрати на цьому резисторі при великому діапазоні зміни напруги харчування. В результаті ККД стабілізатора зменшується зі збільшенням напруги живлення.

На наступній діаграмі (Рис.4) для прикладу показана залежність струму навантаження від напруги живлення при двох різних номіналах резистора Rb - 24Ом і 200Ом. Добре видно, що з резистором на 200Ом стабілізація пропадає при напрузі живлення нижче 14В (через недостатнє струму бази ключового транзистора). З резистором на 24Ом стабілізація пропадає при напрузі 11.5В.

рис.4

Тому потрібно добре прораховувати опір резистора Rb для отримання стабілізації в необхідному діапазоні живлячої напруги. Особливо при акумуляторному живленні, коли цей діапазон невеликий і становить всього кілька вольт.

резистор Rscє датчиком струму навантаження. Розрахунок цього резистора особливостей не має. Слід тільки враховувати, що опорна напруга токового входу мікросхеми відрізняється у різних виробників. У наведеній таблиці показані реально виміряні значення опорного напруги деяких мікросхем.

мікросхема	прізводітель	U опорна (В)
MC34063ACD	STMicroelectronics
MC34063EBD	STMicroelectronics
GS34063S	Globaltech Semiconductor
SP34063A	Sipex Corporation
MC34063A	Motorola
AP34063N8	Analog Technology
AP34063А	Anachip
MC34063A	Fairchild

Статистика за величиною опорного напруги мала, тому не слід розглядати наведені значення як еталон. Просто потрібно мати на увазі, що реальне значення опорного напруги може сильно відрізнятися від зазначеного в даташіте значення.

Такий великий розкид опорного напруги викликаний, мабуть, призначенням токового входу - НЕ стабілізація струму навантаження, а захист від перевантаження. Не дивлячись на це точність підтримки струму навантаження в наведеному варіанті досить хороша.

Про стійкість.

У мікросхемі МС34063 відсутня можливість введення корекції в ланцюг ОС. Початково стійкість досягається підвищеними значеннями індуктивності дроселя L і, особливо, ємності вихідного конденсатора З. При цьому виходить якийсь парадокс - працюючи на підвищених частотах, необхідні пульсації напруги і струму навантаження можна отримати і з малими індуктивністю і ємністю елементів фільтра, але при цьому схема може порушуватися, тому доводиться ставити велику індуктивність і (або) велику ємність. В результаті габарити стабілізатора виходять завищеними.

Додатковий парадокс полягає в тому, що для понижуючих імпульсних стабілізаторів вихідний конденсатор не є принципово необхідним елементом. Необхідний рівень пульсацій струму (напруги) можна отримати одним дроселем.

Отримати хорошу стійкість стабілізатора при необхідних або занижених значеннях індуктивності і, особливо, ємності вихідного фільтра можна, встановивши додаткову коригувальну RC ланцюжок Rf і Cf, як показано на малюнку Рис.2.

Практика показала, що оптимальне значення постійної часу цього ланцюжка має бути не менше 1 кому * мкФ. Такі значення параметрів ланцюжка, як резистор на 10КОм і конденсатор на 0,1мкФ можна вважати досить зручними.

З такою коректує ланцюжком стабілізатор працює стійко у всьому діапазоні напруги живлення, з малими значеннями індуктивності (одиниці мкГн) і ємності (одиниці і частки мкФ) вихідного фільтра або взагалі без вихідного конденсатора.

Не малу роль для стійкості грає ШІМ режим при використанні для стабілізації токового входу мікросхеми.

Корекція дозволила працювати на підвищених частотах деяким мікросхем, які раніше взагалі не хотіли нормально працювати.

Наприклад, в наступній діаграмі наведена залежність робочої частоти від напруги живлення для мікросхеми MC34063ACD фірми STMicroelectronics при ємності частотозадаючого конденсатора 100пФ.

рис.5

Як видно з графіка, без корекції дана мікросхема не хотіла працювати на підвищених частотах навіть з малою ємністю частотозадаючого конденсатора. Зміна ємності від нуля до декількох сотень пФ кардинально не впливали на частоту, а максимальне її значення ледве досягає 100кГц.

Після введення корекційна ланцюжка RfCf ця ж мікросхема (як і інші, подібні до неї) стала працювати на частотах майже до 300кГц.

Наведену залежність, мабуть, можна вважати типовою для більшості мікросхем, хоча мікросхеми деяких фірм і без корекції працюють на підвищених частотах, а введення корекції дозволило отримати для них робочу частоту 400кГц при напрузі живлення 12 ... 14В.

Наступний графік показує роботу стабілізатора без корекції (Рис.6).

рис.6

На графіку наведено залежності споживаного струму (Iп), струму навантаження (Iн) і струму короткого замикання виходу (Iкз) від напруги живлення при двох значеннях ємності вихідного конденсатора (З) - 10мкФ і 220мкФ.

Добре видно, що збільшення ємності вихідного конденсатора збільшує стійкість стабілізатора - ломаность кривих при ємності 10мкФ викликана самозбудженням. При напрузі живлення до 16В збудження немає, він з'являється при 16-18В. Потім відбувається якась зміна режиму і при напрузі 24В з'являється другий злам. При цьому змінюється робоча частота, що так само видно на попередньому графіку (Рис.5) залежно робочої частоти від напруги живлення (обидва графіка отримані одночасно при дослідженні одного примірника стабілізатора).

Збільшення ємності вихідного конденсатора до 220мкФ і більш збільшує стійкість, особливо при низьких значеннях напруги харчування. Але не усуває порушення. Більш - менш стійку роботу стабілізатора вдається отримати при ємності вихідного конденсатора не менше 1000мкФ.

При цьому індуктивність дроселя дуже слабо впливає на загальну картину, хоча очевидно, що збільшення індуктивності підвищує стійкість.

Перепади робочої частоти позначаються на стабільності струму навантаження, що теж видно на графіку. Чи не задовільна і загальна стабільність вихідного струму при зміні напруги живлення. Щодо стабільним ток можна вважати в досить вузькому інтервалі напруг харчування. Наприклад, при роботі від акумулятора.

Введення коректує ланцюжка RfCf докорінно змінює роботу стабілізатора.

Наступний графік показує роботу такого ж стабілізатора але з коректує ланцюжком RfCf.

рис.7

Добре видно, що стабілізатор став працювати, як і належить стабілізатора струму - струми навантаження і короткого замикання практично рівні і незмінні у всьому діапазоні напруг живлення. При цьому вихідний конденсатор взагалі перестав впливати на роботу стабілізатора. Тепер ємність вихідного конденсатора впливає тільки на рівень пульсацій струму і напруги навантаження, і в багатьох випадках конденсатор можна взагалі не встановлювати.

Нижче, як приклад, наведені значення пульсації струмів навантаження при різних ємностях вихідного конденсатора З. Світлодіоди включені по 3 послідовно в 10 паралельних груп (30шт.). Напруга живлення - 12В. Дросель 47мкГн.

Без конденсатора: струм навантаження 226мА + -65мА або 22,6мА + -6,5мА на один світлодіод.
З конденсатором на 0,33мкФ: 226мА + -25мА або 22,6мА + -2,5мА на один світлодіод.
З конденсатором на 1,5мкф: 226мА + -5мА або 22,6мА + -0,5мА на один світлодіод.
З конденсатором на 10мкФ: 226мА + -2,5мА або 22,6мА + -0,25мА на один світлодіод.

Тобто, без конденсатора, при загальному струмі навантаження 226мА пульсації струму навантаження становили 65мА, що в перерахунку на один світлодіод дає середній струм 22,6мА і пульсацію 6,5мА.

Видно, як навіть маленька ємність в 0,33мкФ різко зменшує пульсації струму. У той же час збільшення ємності з 1мкФ до 10мкФ вже слабо впливає на рівень пульсацій.

Всі конденсатори були керамічні, так як звичайні електроліти або танталові не забезпечують навіть близький рівень пульсацій.

Виходить, що на виході цілком достатньо конденсатора на 1мкФ на всі випадки життя. Збільшувати ємність до 10мкФ при струмі навантаження 0,2-0,3А навряд чи має сенс, тому що пульсації вже істотно не зменшуються в порівнянні з 1мкФ.
Якщо ж дросель взяти з більшою індуктивністю, то можна взагалі обійтися без конденсатора навіть при великих токах навантаження і (або) великій напрузі харчування.

Пульсації вхідної напруги при харчуванні 12В і ємності вхідного конденсатора Сi 10мкФ не перевищують 100мВ.

Силові можливості мікросхеми.

Мікросхема МС34063 нормально працює при напрузі живлення від 3В до 40В по даташіта (мс фірми STM - до 50В) і до 45В реально, забезпечуючи в навантаженні струм до 1А для корпусу DIP-8 і до 0.75А для корпусу SO-8. Комбінуючи послідовне і паралельне включення світлодіодів можна побудувати світильник з вихідною потужністю від 3В * 20мА = 60мВт до 40В * 0,75 ... 1А = 30 ... 40Вт.

З урахуванням напруги насичення ключового транзистора (0.5 ... 0.8В) і допустимої розсіюється корпусом мікросхеми потужністю 1.2Вт, струм навантаження може бути збільшений аж до 1.2Вт / 0.8В = 1.5А для корпусу DIP-8 і до 1А для корпусу SO-8.

Однак в цьому випадку потрібно хороший тепловідвід, інакше вбудована в мікросхему захист від перегріву не дозволить працювати на такому струмі.

Стандартне впаивание DIP корпусу мікросхеми в плату не забезпечує необхідного охолодження на максимальних токах. Потрібна формування висновків DIP корпусу під SMD варіант, з видаленням тонких кінців висновків. Частина, що залишилася широка частина висновків згинається врівень з основою корпусу і вже потім припаивается на плату. Корисно друковану плату розвести так, що б під корпусом мікросхеми виявився широкий полігон, а перед установкою мікросхеми потрібно нанести на її підставу трохи теплопровідної пасти.

За рахунок коротких і широких висновків, а так само через щільного прилягання корпусу до мідного полігону друкованої плати тепловий опір корпусу мікросхеми зменшується і вона зможе розсіяти трохи більшу потужність.

Для корпусу SO-8 добре допомагає установка додаткового радіатора у вигляді пластини або іншого профілю прямо на верхню частину корпусу.

З одного боку такі спроби збільшення потужності виглядають дивними. Адже можна просто перейти на іншу, більш потужну, мікросхему або встановити зовнішній транзистор. І при токах навантаження більш 1.5А це буде єдиним правильним рішенням. Однак, коли потрібно струм навантаження 1.3а, то можна просто поліпшити тепловідвід і спробувати застосувати більш дешевий і простий варіант на мікросхемі МС34063.

Граничний ККД, одержуваний в даному варіанті стабілізатора, не перевищує 90%. Подальшому зростанню ККД перешкоджають підвищена напруга насичення ключового транзистора - не менше 0.4 ... 0.5В при токах до 0.5А і 0.8 ... 1В при токах 1 ... 1.5А. З цього основним гріються елементом стабілізатора завжди є мікросхема. Правда відчутний нагрів буває тільки при граничних для конкретного корпусу потужностях. Наприклад, мікросхема в корпусі SO-8 при струмі навантаження 1А нагрівається до 100 градусів і без додаткового відводу тепла циклічно вимикається вбудованим захистом від перегріву. При токах до 0.5А ... 0.7А мікросхема злегка тепла, а при токах 0.3 ... 0.4А взагалі не гріється.

При підвищених токах навантаження можна знизити робочу частоту. В цьому випадку динамічні втрати ключового транзистора значно зменшуються. Знижується загальна потужність втрат і нагрівання корпусу.

Зовнішніми елементами, що впливають на ККД стабілізатора, є діод D, дросель L і резистори Rsc і Rb. Тому діод слід вибирати з малим прямим напругою (діод Шоттки), а дросель - з якомога низьким опором обмотки.

Знизити втрати на резисторі Rsc можна зменшенням граничної напруги, вибравши мікросхему відповідного виробника. Про це вже говорилося раніше (дивіться таблицю на початку).

Ще один варіант зменшення втрат на резисторі Rsc - введення додаткового постійного зміщення по току резистора Rf (докладніше це буде показано нижче на конкретному прикладі стабілізатора).

Резистор Rb слід добре прораховувати, намагаючись брати його якомога з більшим опором. При зміні напруги живлення в великих межах краще замість резистора Rb поставити джерело струму. В цьому випадку приріст втрат з ростом напруги харчування буде не таким різким.

При прийнятті всіх перерахованих заходів, частка втрат цих елементів виходить в 1.5-2 рази менше втрат на мікросхемі.

Так як на струмовий вхід мікросхеми подається постійна напруга, пропорційне тільки току навантаження, а не як зазвичай - імпульсна, пропорційне току ключового транзистора (сума струмів навантаження і вихідного конденсатора), то індуктивність дроселя вже не впливає на стабільність роботи, так як перестає бути елементом коректує ланцюга (її роль виконує ланцюжок RfCf). Від значення індуктивності залежить тільки амплітуда струму ключового транзистора і пульсації струму навантаження. А так як робочі частоти відносно високі, то навіть з малими значеннями індуктивності пульсації струму навантаження малі.

Однак через відносно малопотужного ключового транзистора, вбудованого в мікросхему, не слід сильно зменшувати індуктивність дроселя, так як при цьому збільшується піковий струм транзистора при колишньому середньому його значенні і росте напруга насичення. В результаті, збільшуються втрати на транзисторі, і падає загальний ККД.
Правда, не кардинально - на кілька відсотків. Наприклад, заміна дроселя з 12мкГн до 100мкГн дозволила збільшити ККД одного з стабілізаторів з 86% до 90%.

З іншого боку, це дозволяє, навіть при невеликих токах навантаження, вибрати дросель з малою індуктивністю, стежачи лише за тим, що б амплітуда струму ключового транзистора не перевищила максимально допустимий для мікросхеми значення 1.5А.

Наприклад, при струмі навантаження 0.2А з напругою на ній 9 ... 10В, напрузі живлення 12 ... 15В і робочій частоті 300кГц потрібно дросель з індуктивністю 53мкГн. При цьому імпульсний струм ключового транзистора мікросхеми не перевищує 0,3 А. Якщо ж зменшити індуктивність дроселя до 4мкГн, то при колишньому середньому струмі імпульсний струм ключового транзистора збільшиться до граничного значення (1.5А). Правда зменшиться ККД стабілізатора за рахунок збільшення динамічних втрат. Але, можливо, в деяких випадках виявиться прийнятним пожертвувати ККД, але застосувати малогабаритний дросель з маленькою індуктивністю.

Збільшення індуктивності дроселя дозволяє також збільшити і максимальний струм навантаження аж до граничного значення струму ключового транзистора мікросхеми (1.5А).

При збільшенні індуктивності дроселя форма струму ключового транзистора змінюється з повністю трикутної до повністю прямокутної. А так як площа прямокутника в 2 рази більше площі трикутника (при однакових висоті і підставі), то середнє значення струму транзистора (і навантаження) можна збільшити в 2 рази при незмінній амплітуді імпульсів струму.

Тобто, при трикутній формі імпульсу амплітудою 1.5А середній струм транзистора і навантаження виходить:

де k - максимальний коефіцієнт заповнення імпульсів, рівний 0.9 для даної мікросхеми.

В результаті максимальний струм навантаження не перевищує:

Iн = 1.5А / 2 * 0.9 = 0.675А.

І будь-яке збільшення струму навантаження понад цього значення тягне перевищення максимального струму ключового транзистора мікросхеми.

Тому у всіх даташітах на дану мікросхему вказується максимальний струм навантаження 0.75А.

Збільшивши індуктивність дроселя так, що б струм транзистора став прямокутним, можемо прибрати двійку з формули максимального струму і отримати:

Iн = 1.5А * k = 1.5А * 0.9 = 1.35А.

Слід враховувати, що при значному збільшенні індуктивності дроселя трохи збільшуються і його габарити. Проте, іноді виявляється простіше і дешевше для збільшення струму навантаження збільшити розміри дроселя, ніж ставити додатковий потужний транзистор.

Природно, при необхідних токах навантаження більш 1.5А крім як установкою додаткового транзистора (або інший мікросхеми-контролера) не обійтися, а якщо ви поставлені перед вибором: струм навантаження 1.4а або інша мікросхема, то варто спробувати спочатку вирішити задачу збільшенням індуктивності, пішовши на збільшення розмірів дроселя.

У даташітах на мікросхему зазначено, що максимальний коефіцієнт заповнення імпульсів не перевищує 6/7 = 0,857. Реально ж виходять значення майже 0.9 навіть на високих робочих частотах в 300-400 КГц. На більш низьких частотах (100-200КГц) коефіцієнт заповнення може досягати 0,95.

Тому стабілізатор нормально працює при малій різниці напруг вхід-вихід.

Цікаво працює стабілізатор при занижених, по відношенню до номінального, токах навантаження, викликаного зменшенням напруги живлення нижче заданого - ККД не менше 95% ...

Так як ШІМ реалізується не класичним способом (повне управління генератором, що задає), а "релейних", за допомогою тригера (запуск - генератором, скидання - компаратором), то при струмі нижче номінального можлива ситуація, коли ключовий транзистор перестає закриватися. Різниця між напруженнями харчування і навантаження зменшується до напруги насичення ключового транзистора, яке зазвичай не перевищує 1В при токах до 1А і не більше 0.2-0.3В при токах до 0.2-0.3А. Незважаючи на наявність статичних втрат, динамічні відсутні і транзистор працює практично як перемичка.

Навіть коли транзистор залишається керованим і працює в ШІМ режимі, ККД залишається високим через зниження струму. Наприклад, при різниці 1.5В між напругою живлення (10В) і напругою на світлодіодах (8.5В) схема продовжувала працювати (правда на зниженій в 2 рази частоті) з ККД 95%.

Параметри струмів і напруг для такого випадку будуть вказані нижче при розгляді практичних схем стабілізаторів.

Практичні варіанти стабілізатора.

Багато варіантів не буде, так як найпростіші, що повторюють класичні варіанти по схемотехніці, не дозволяють ні підняти робочу частоту або струм, ні збільшити ККД, ні отримати хорошу стійкість. З цього найбільш оптимальний варіант виходить один, блок-схема якого і була показана на Рис.2. Можуть змінюватися тільки номінали компонентів в залежності від необхідних характеристик стабілізатора.

На Рис.8 приведена схема класичного варіанту.

рис.8

З особливостей - після виведення з ланцюга ОС струму вихідного конденсатора (С3), стало можливим зменшити індуктивність дроселя. Для проби було взято старий вітчизняний дросель на стрижні типу ДМ-3 на 12мкГн. Як видно, характеристики схеми вийшли досить хороші.

Бажання підвищити ККД привели до схеми, показаної на Рис.9

рис.9

На відміну від попередньої схеми резистор R1 підключений не до джерела живлення, а на вихід стабілізатора. В результаті, напруга на резисторі R1 стало менше на величину напруги на навантаженні. При колишньому струмі через нього потужність, що виділяється на ньому, зменшилася з 0.5Вт до 0.15Вт.

Заодно була збільшена індуктивність дроселя, що так само збільшує ККД стабілізатора. В результаті ККД збільшився на кілька відсотків. Конкретні цифри наведені на схемі.

Ще одна характерна особливість двох останніх схем. У схеми на Рис.8 дуже хороша стабільність струму навантаження при зміні напруги живлення, але низько ККД. У схеми на Рис.9 навпаки, ККД досить високий, але стабільність струму погана - при зміні напруги живлення з 12В до 15В струм навантаження збільшується з 0.27А до 0.3А.

Це викликано неправильним вибором опору резистора R1, про що вже говорилося раніше (дивіться Рис.4). Так як підвищений опір R1, зменшуючи стабільність струму навантаження, збільшує ККД, то в деяких випадках цим можна скористатися. Скажімо, при акумуляторному живленні, коли межі зміни напруги малі, а високий ККД більш актуальне.

Слід зазначити деяку закономірність.

Було виготовлено досить багато стабілізаторів (практично всі - для заміни ламп розжарювання на світлодіодні в салоні автомобіля), і поки стабілізатори були потрібні від випадку до випадку, мікросхеми бралися з несправних плат мережевих "Хабів" і "Свіча". Незважаючи на різницю в виробниках майже всі мікросхеми дозволяли отримати пристойні характеристики стабілізатора навіть в простих схемах.

Попалася тільки мікросхема GS34063S від Globaltech Semiconductor, яка ніяк не хотіла працювати на високих частотах.

Потім було закуплено кілька мікросхем MC34063ACD і MC34063EBD від STMicroelectronics, які показали ще гірші результати - на підвищених частотах не працювали, стійкість погана, завищена напруга опори токового компаратора (0.45-0.5В), погана стабілізація струму навантаження при хорошому ККД або поганий ККД при хорошій стабілізації ...

Можливо, погана робота перерахованих мікросхем пояснюється їх дешевизною - закуповувалися найдешевші з того, що було, так як мікросхема MC34063A (DIP-8) тієї ж фірми, знята з несправного «Свіча» працювала нормально. Правда, на відносно низькій частоті - не більше 160КГц.

Добре працювали такі мікросхеми, взяті з поламаною апаратури:

Sipex Corporation (SP34063A),
Motorola (MC34063A),
Analog Technology (AP34063N8),
Anachip (AP34063 і AP34063А).
Fairchild (MC34063A) - не впевнений, що правильно впізнав фірму.

ON Semiconductor, Unisonic Technologies (UTC) і Texas Instruments - не пам'ятаю, так як звертати увагу на фірму став тільки після того, як зіткнувся з небажанням працювати мс деяких фірм, а спеціально мікросхеми цих фірм не купувалися.

Що б не викидати закуплені, погано працюють, мікросхеми MC34063ACD і MC34063EBD від STMicroelectronics, було проведено кілька експериментів, які і привели до схеми, показаної на самому початку на Рис.2.

На наступному Рис.10 показана практична схема стабілізатора з коректує ланцюгом RfCf (на даній схемі R3C2). Про різницю в роботі стабілізатора без коректує ланцюжка і з нею вже розповідалося раніше в розділі "Про стійкість" і наводилися графіки (Рис.5, Рис.6, Рис.7).

рис.10

З графіка на Рис.7 видно, що стабілізація струму відмінна у всьому діапазоні живлячої напруги мікросхеми. Стійкість дуже хороша - ніби ШІМ працює. Частота досить висока, що дозволяє брати малогабаритні дроселі з невисокою індуктивністю і повністю відмовитися від вихідного конденсатора. Хоча установка невеликого конденсатора може повністю прибрати пульсації струму навантаження. Про залежність амплітуди пульсацій струму навантаження від ємності конденсатора говорилося раніше в розділі "Про стійкість".

Як вже говорилося, у які дісталися мені мікросхем MC34063ACD і MC34063EBD від STMicroelectronics виявилося підвищений опорна напруга токового компаратора - 0.45В-0.5В відповідно, не дивлячись на вказане в даташіте значення 0.25В-0.35В. Через це при великих токах навантаження на резисторі-датчику струму виходять великі втрати. Для зменшення втрат, в схему був доданий джерело струму на транзисторі VT1 і резистори R2. (Рис.11).

рис.11

Завдяки цьому джерелу струму, через резистор R3 протікає додаткової струм зміщення величиною 33мкА, тому напруга на резисторі R3 навіть без струму навантаження одно 33мкА * 10КОм = 330мВ. Так як порогове напруга токового входу мікросхеми 450мВ, то для спрацьовування компаратора струму на резисторі-датчику струму R1 має бути напруга 450мВ-330мВ = 120мВ. При струмі навантаження 1А резистор R1 повинен бути на 0.12В / 1А = 0.12Ом. Ставимо наявне значення 0.1Ом.
Без стабілізатора струму на VT1 резистор R1 потрібно було б вибирати з розрахунку 0.45В / 1А = 0.45Ом, і на ньому розсіюється б потужність 0.45Вт. Зараз же при тому ж струмі втрати на R1 всього 0.1Вт

Харчування даного варіанту від акумулятора, струм в навантаженні до 1А, потужність 8-10Вт. Струм короткого замикання виходу 1.1А. При цьому споживаний струм зменшується до 64мА при напрузі живлення 14.85В, відповідно споживана потужність падає до 0.95Вт. Мікросхема в такому режимі навіть не гріється і може перебувати в режимі КЗ скільки завгодно.

Інші характеристики наведені на схемі.

Мікросхема взята в корпусі SO-8 і струм навантаження в 1А для неї граничний. Вона дуже сильно гріється (температура висновків 100 градусів!), З цього краще ставити мікросхему в корпусі DIP-8, перероблену під SMD монтаж, робити великі полігони і (або) придумувати радіатор.
Напруга насичення ключа мікросхеми досить велика - майже 1В при струмі 1А, тому і нагрів такий. Хоча, судячи з даташіту на мікросхему, напруга насичення ключового транзистора при струмі 1А не повинно перевищувати 0.4В.

Сервісні функції.

Не дивлячись на відсутність будь-яких сервісних можливостей в мікросхемі, їх можна реалізувати самостійно. Зазвичай, для стабілізатора струму світлодіодів потрібні вимикання і регулювання струму навантаження.

Включення-виключення

Вимкнення стабілізатора на мікросхемі МС34063 реалізується подачею напруги на 3-й висновок. Приклад показаний на Рис.12.

рис.12

Експериментально було визначено, що при подачі напруги на 3-й висновок мікросхеми її задає генератор зупиняється, а ключовий транзистор закривається. В такому стані струм мікросхеми залежить від її виробника і не перевищує струму холостого ходу, зазначеного в даташіте (1.5-4мА).

Решта варіантів виключення стабілізатора (наприклад, подачею на 5-й висновок напруги більш 1.25В) виявляються гірше, так як не зупиняють задає генератор і мікросхема споживає більший струм у порівнянні у правлінням по 3-у висновку.

Суть такого управління полягає в наступному.

На 3-му виведенні мікросхеми діє пилкоподібна напруга заряду і розряду частотозадаючого конденсатора. Коли напруга досягає порогового значення 1.25В, починається розряд конденсатора, а вихідний транзистор мікросхеми закривається. Значить, для виключення стабілізатора потрібно подати на 3-й вхід мікросхеми напруга не менше 1.25В.

Згідно з даними даташітов на мікросхему времязадающій конденсатора розряджається струмом максимум 0,26мА. Значить, при подачі на 3-й висновок зовнішнього напруги через резистор, для отримання вимикає напруги не менше 1.25В струм через резистор повинен бути не менше 0.26мА. В результаті маємо дві основні цифри для розрахунку зовнішнього резистора.

Наприклад, при напрузі живлення стабілізатора 12 ... 15В, стабілізатор повинен бути надійно вимкнений при мінімальному значенні - при 12В.

В результаті, опір додаткового резистора знаходимо з виразу:

R = (U п-Uvd1-1.25В) /0.26мА= (12В-0.7В-1.25В) /0.26мА=39КОм.

Для надійного вимикання мікросхеми опір резистора вибираємо менше обчисленого значення. На фрагменті схеми Рис.12 опір резистора одно 27ком. При такому опорі напруга вимикання виходить близько 9В. Значить, при напрузі живлення стабілізатора 12В можна сподіватися на надійне вимикання стабілізатора з допомогою даної схеми.

При управлінні стабілізатором від мікроконтролера резистор R потрібно перерахувати для напруги 5В.

Вхідний опір по 3-му входу мікросхеми досить велика і будь-яке підключення зовнішніх елементів може впливати на формування пилкоподібної напруги. Для розв'язки ланцюгів управління від мікросхеми і, тим самим, збереженні колишньої завадостійкості служить діод VD1.

Управління стабілізатором можна здійснювати або подачею постійної напруги на лівий висновок резистора R (Рис.12), або закорочуванням на корпус точки з'єднання резистора R з діодом VD1 (при постійному наявності напруги на лівому виведення резистора R).

Стабілітрон VD2 покликаний захистити вхід мікросхеми від попадання високої напруги. При низькій напрузі харчування він не потрібен.

Регулювання струму навантаження

Так як опорна напруга компаратора струму мікросхеми дорівнює сумі напруг на резисторах R1 і R3, то зміною струму зміщення резистора R3 можна регулювати струм навантаження (Рис.11).

Можливі два варіанти регулювання - змінним резистором і постійною напругою.

На Рис.13 наведено фрагмент схеми Рис.11 з необхідними змінами і розрахункові співвідношення, що дозволяють розрахувати всі елементи схеми управління.

рис.13

Для регулювання струму навантаження змінним резистором потрібно постійний резистор R2 замінити складанням резисторів R2 '. В цьому випадку, при зміні опору змінного резистора, загальний опір резистора R2 'буде змінюватися в межах 27 ... 37КОм, а струм стоку транзистора VT1 (і резистора R3) буде змінюватися в межах 1.3в / 27 ... 37КОм = 0.048 ... 0,035мА. При цьому на резисторі R3 напруга зсуву буде змінюватися в межах 0.048 ... 0,035мА * 10КОм = 0.48 ... 0,35В. Для спрацьовування компаратора струму мікросхеми на резисторі-датчику струму R1 (Рис.11) має падати напруга 0.45-0.48 ... 0,35В = 0 ... 0.1В. При опорі R1 = 0.1Ом таку напругу буде падати на ньому при протіканні через нього струму навантаження в межах 0 ... 0.1В / 0.1Ом = 0 ... 1А.

Тобто, змінюючи опір змінного резистора R2 'в межах 27 ... 37КОм зможемо регулювати струм навантаження в межах 0 ... 1А.

Для регулювання струму навантаження постійною напругою потрібно в затвор транзистора VT1 поставити дільник напруги Rd1Rd2. З допомогу цього дільника можна узгодити будь-яку напругу управління з необхідним для VT1.

На Рис.13 приведені всі потрібні для розрахунку формули.

Наприклад, потрібно регулювання струму навантаження в межах 0 ... 1А за допомогою постійної напруги, змінюваного в межах 0 ... +5.

Для використання схеми стабілізатора струму на Рис.11 в ланцюг затвора транзистора VT1 ставимо дільник напруги Rd1Rd2 і розраховуємо номінали резисторів.

Початково, схема розрахована на струм навантаження 1А, який задається струмом резистора R2 і пороговим напругою польового транзистора VT1. Для зменшення струму навантаження до нуля, як випливає з минулого прикладу, потрібно збільшити струм резистора R2 з 0.034мА до 0.045мА. При незмінному опорі резистора R2 (39КОм) напруга на ньому має змінюватися в межах 0.045 ... 0,034мА * 39КОм = 1.755 ... 1.3в. При нульовій напрузі на затворі і пороговому напрузі транзистора VT2 1.3в на резисторі R2 встановлюється напруга 1.3в. Для збільшення напруги на R2 до 1.755В потрібно подати на затвор VT1 постійна напруга величиною 1.755В-1.3в = 0.455В. За умовою завдання таке напруга на затворі повинно бути при керуючій напрузі +5 В. Поставивши собі за опором резистора Rd2 100кОм (для мінімізації керуючого струму) знаходимо опір резистора Rd1 зі співвідношення Uу = Ug * (1 + Rd2 / Rd1):

Rd1 = Rd2 / (Uу / Ug-1) = 100кОм / (5В / 0.455В-1) = 10КОм.

Тобто, при зміні напруги керування від нуля до +5 В струм навантаження буде зменшуватися з 1А до нуля.

Повна принципова схема стабілізатора струму на 1А з функціями включення-виключення і регулювання струму приведена на Рис.14. Нумерація нових елементів продовжує розпочату за схемою Рис.11.

рис.14

У складі Рис.14 схема не перевірялася. Але повністю перевірялася схема по Рис.11, на базі якої вона створена.

Наведений на схемі спосіб включення-виключення перевірений макетуванням. Способи регулювання струму поки перевірені тільки моделюванням. Але так як способи регулювання створені на базі реально перевіреного стабілізатора струму, то при складанні доведеться тільки перераховувати номінали резисторів під параметри застосованого польового транзистора VT1.

У наведеній схемі використані обидва варіанти регулювання струму навантаження - змінним резистором Rp і постійною напругою 0 ... +5. Гегуліровка змінним резистором обрана трохи інший в порівнянні з Рис.12, що дозволило застосувати обидва варіанти одночасно.

Обидві регулювання залежні - струм, виставлений одним із способів, є максимальним для іншого. Якщо змінним резистором Rp виставити струм навантаження 0.5А, то регулюванням напруги струм можна змінювати від нуля до 0.5А. І навпаки - струм 0.5А, виставлений постійною напругою, змінним резистором буде змінюватися теж від нуля до 0.5А.

Залежність регулювання струму навантаження змінним резистором - експоненціальна, тому для отримання лінійної регулювання змінний резистор бажано вибрати з логарифмічною залежністю опору від кута повороту.

При збільшенні опору Rp струм навантаження теж збільшується.

Залежність регулювання струму навантаження постійною напругою - лінійна.

Перемикач SB1 включає або вимикає стабілізатор. При розімкнутих контактах стабілізатор вимкнений, при замкнутих - включений.

При повністю електронне урядування вимикання стабілізатора можна реалізувати або подачею постійної напруги безпосередньо на 3-й висновок мікросхеми, або за допомогою додаткового транзистора. Залежно від необхідної логіки управління.

Конденсатор С4 забезпечує м'який запуск стабілізатора. При подачі живлення, поки конденсатор зарядиться, ток польового транзистора VT1 (і резистора R3) не обмежений резистором R2 а дорівнює максимальному для польового транзистора, включеного в режимі джерела струму (одиниці - десятки мА). Напруга на резисторі R3 перевищує порогове для токового входу мікросхеми, за цим ключовий транзистор мікросхеми закритий. Струм через R3 буде поступово зменшуватися поки не досягне значення, заданого резистором R2. При наближенні до цього значення напруга на резисторі R3 зменшується, напруга на вході захисту по струму все більше залежить від напруги на резисторі-датчику струму R1 і, відповідно, від струму навантаження. В результаті струм навантаження починає збільшуватися від нуля до заздалегідь певного значення (змінним резистором або постійною напругою управління).

Друкована плата.

Нижче представлені варіанти друкованої плати стабілізатора (по блок-схемі Рис.2 або Рис.10 - практичний варіант) для різних корпусів мікросхеми (DIP-8 або SO-8) і різних дроселів (стандартних, заводського виготовлення або саморобних на кільці з розпорошеного заліза ). Плата намальована в програмі Sprint-Layout 5-й версії:

Всі варіанти розраховані на установку SMD елементів типорозміру від 0603 до 1206 в залежності від розрахункової потужності елементів. На платі є посадочні місця під всі елементи схеми. При розпаювання плати деякі елементи можна не встановлювати (про це вже розповідалося вище). Наприклад, я вже повністю відмовився від установки частотозадаючого C Т і вихідного Co конденсаторів (Рис.2). Без частотозадаючого конденсатора стабілізатор працює на більш високій частоті, а необхідність в вихідному конденсаторі є тільки при великих токах навантаження (до1А) і (або) малих індуктивностях дроселя. Іноді є сенс встановити частотозадающіх конденсатор, знизивши робочу частоту і, відповідно, динамічні втрати потужності при великих токах навантаження.

Яких-небудь особливостей друковані плати не мають і можуть бути виконані як на односторонньому, так і на двосторонньому фольгированном текстоліті. При використанні двостороннього текстоліту друга сторона не витравлюється і служить додатковим теплоотводом і (або) загальним проводом.

При використанні металізації зворотної сторони плати в якості тепловідводу потрібно просвердлити наскрізний отвір біля 8-го виведення мікросхеми і з'єднати пайкою обидві сторони короткої перемичкою з товстої мідного дроту. Якщо використовується мікросхема в DIP корпусі, то отвір потрібно просвердлити проти 8-го виведення і при пайку використовувати цей висновок як перемички, розпаяно висновок з обох сторін плати.

Хороші результати замість перемички дає установка заклепки з мідного дроту діаметром 1,8 мм (жила з кабелю перетином 2,5 мм 2). Ставиться заклепка відразу після витравлення плати - потрібно висвердлити отвір діаметром, рівним діаметру дроту заклепки, щільно вставити шматочок дроту і вкоротити його так, що б він виступав з отвору не більше, ніж на 1 мм, і гарненько розклепати з обох сторін на ковадлі невеликим молоточком. З боку монтажу расклёпивать слід врівень з платою, що б виступає капелюшок заклепки не заважала розпаювання деталей.

Може здатися дивним рада, робити тепловідвід саме від 8-го виведення мікросхеми, але краш-тест корпусу несправної мікросхеми показав, що вся її силова частина розташована на широкій мідній пластинці з цільним відведенням на 8-й висновок корпусу. Висновки 1 і 2 мікросхеми хоча і виконані у вигляді смужок, але дуже тонких для використання їх в якості тепловідводу. Всі інші висновки корпусу з'єднуються з кристалом мікросхеми тонкими дротяними перемичками. Цікаво, що не всі мікросхеми виконані таким чином. Прверенние ще кілька корпусів показали, що кристал розташований в центі, а Полоскова висновки мікросхеми всі однакові. Розпаювання - дротяними перемичками. З цього для перевірки потрібно "розібрати" ще кілька корпусів мікросхеми ...

Тепловідведення ще можна виконати з мідного (сталевий, алюмінієвої) прямокутної пластини товщиною 0,5-1мм з розмірами, що не виходять за межі плати. При використанні DIP корпусу площа пластини обмежується тільки висотою дроселя. Між пластиною і корпусом мікросхеми слід покласти трохи термопасти. При корпусі SO-8 щільному прилягання пластини іноді можуть перешкоджати деякі деталі монтажу (конденсатори і діод). У цьому випадку замість термопасти краще поставити НОМАКОН-івську гумову прокладку відповідної товщини. Бажано припаяти 8-й висновок мікросхеми до цієї пластині дротяної перемичкою.

Якщо охолоджуюча пластина має великі розміри і закриває прямий доступ до 8-му висновку мікросхеми, то потрібно попередньо просвердлити в пластині отвір навпроти 8-го виведення, а до самого висновку попередньо припаяти вертикально шматочок дроту. Потім, протягнувши дріт в отвір пластини і притиснувши її до корпусу мікросхеми, спаяти їх разом.

Зараз доступний хороший флюс для пайки алюмінію, тому тепловідвід краще зробити з нього. В цьому випадку тепловідвід можна зігнути за профілем з найбільшою площею поверхні.

Для отримання струмів навантаження до 1,5 А тепловідвід слід робити з обох сторін - у вигляді суцільного полігону зі зворотного боку плати і у вигляді металевої пластини, притиснутою до корпусу мікросхеми. При цьому обов'язкова пайка 8-го виведення мікросхеми як до полігону на зворотному боці, так і до пластини, притиснутою до корпусу. Для збільшення теплової інерції тепловідведення із зворотного боку плати, його так само краще виконати у вигляді пластини, припаяної до полігону. У цьому випадку зручно тепловідвідними пластину посадити на заклепку у 8-го виведення мікросхеми, раніше з'єднувала обидва боки плати. Заклепку і пластину пропаять, і прихопити її пайкою в декількох місцях по периметру плати.

До речі, при використанні пластини із зворотного боку плати, сама плата може бути виконана вже з одностороннього фольгованого текстоліту.

Написи на платі позиційних позначень елементів виконані звичайним способом (як і друковані доріжки) крім написів на полігонах. Останні виконані на службовому шарі «Ф» білого кольору. У цьому випадку ці написи виходять витравлювання.

Провід живлення і світлодіодів припаиваются з протилежних торців плати згідно написів: «+» і «-» - для живлення, «А» і «К» - для світлодіодів.

При використанні плати в безкорпусная варіанті (після перевірки і настройки) зручно протягнути її в шматочок термоусадочної трубки відповідної довжини і діаметру і прогріти феном. Торці ще не охолола термоусадки потрібно обжати плоскогубцями ближче до висновків. Обтиснення на гарячу термоусадка склеюється і утворює майже герметичний і досить міцний корпус. Обтиснуті краю склеюються на стільки міцно, що при спробі роз'єднання термоусадка просто рветься. У той же час, при необхідності ремонту-обслуговування, обтиснуті місця самі розклеюються при повторному нагріванні феном не полишаючи навіть слідів обтиску. При деякій вправності ще гарячу термоусадку можна розтягнути пінцетом і акуратно вийняти з неї плату. В результаті, термоусадка виявиться придатною для повторного корпусування плати.

При необхідності повної герметизації плати, після обтиску термусадкі її торці можна залити термокоеем. Для посилення «корпусу» можна одягнути на плату два шари термоусадки. Хоча і один шар виявляється досить міцним.

Програма для розрахунку стабілізатора

Для прискореного розрахунку і оцінки елементів схеми, в програмі EXCEL була намальована таблиця з формулами. Для зручності, деякі розрахунки підтримуються кодом на VBA. Робота програми перевірялася тільки в середовищі ОС Windows XP:

При запуску файлу може з'явитися вікно з попередженням про наявність в програмі макросів. Слід вибрати команду «Не відключати макроси». В іншому випадку програма запуститься, і навіть буде виробляти перерахунок за прописаним в осередках таблиць формулами, але деякі функції виявляться відключеними (перевірка коректності введення, можливість оптимізації і т.д.).

Після запуску програми з'явиться вікно із запитом: «Відновити всі вхідні дані за замовчуванням?», В якому потрібно натиснути кнопку «Так» або «Ні». При виборі «Так» все вхідні дані для розрахунку будуть виставлені за замовчуванням, як приклад. Оновленими будуть і всі формули для розрахунку. При виборі «Ні» у вхідних даних будуть використані значення, збережені в останньому сеансі роботи.

В основному, потрібно вибирати кнопку «Ні», але якщо не потрібно збереження попередніх результатів розрахунку, то можна вибрати «Так». Іноді, при введенні занадто багатьох некоректних вхідних даних, якихось збоїв в роботі або випадковому видаленні вмісту комірки з формулою, простіше буває вийти з програми і запустити її знову, відповівши на питання «Так». Це простіше, ніж шукати і виправляти помилки і знову прописувати загублені формули.

Програма представляє собою звичайний лист книги Excel з трьома окремими таблицями ( Вхідні дані , Вихідні дані , результати розрахунку ) І схемою стабілізатора.

У перших двох таблицях прописані назва вводиться або обчисленого параметра, його короткий умовне позначення (воно ж використовується в формулах для наочності), значення параметра і одиниця виміру. У третій таблиці назви опущені за непотрібністю, так як призначення елемента можна побачити тут же на схемі. Значення обчислюваних параметрів позначені жовтим кольором і їх не можна змінювати самостійно, так як в цих осередках прописані формули.

У таблицю « Вхідні дані »Заносяться вихідні дані. Призначення деяких параметрів пояснено в примітках. Всі осередки з вхідними даними повинні бути заповнені, так як вони все беруть участь в обчисленні. Виняток становить осередок з параметром «Пульсації струму навантаження (Iнп)» - вона може бути порожня. В цьому випадку індуктивність дроселя обчислюється виходячи з мінімального значення струму навантаження. Якщо ж в цьому осередку задати значення струму пульсацій навантаження, то індуктивність дроселя обчислюється виходячи із зазначеного значення пульсацій.

У різних виробників мікросхем деякі параметри можуть відрізнятися - наприклад, величина опорного напруги або струм. Що б отримати більш достовірні результати обчислень, потрібно вказати більш точні дані. Для цього можна скористатися другим листом файлу ( «Мікросхеми»), де наведено основний список відрізняються параметрів. Знаючи фірму-виробника мікросхеми можна знайти більш точні дані.

У таблиці " Вихідні дані »Знаходяться представляють інтерес проміжні результати обчислень. Формули, за якими проводяться обчислення можна побачити, виділивши клітинку з обчисленим значенням. Осередок з параметром «Коефіцієнт заповнення максимальний (dmax)» може бути виділена одним з двох кольорів - зеленим і червоним. Зеленим кольором осередок виділяється при допустимому значенні параметра, а червоним - при перевищенні максимально допустимого значення. У примітці до осередку можна прочитати, які вхідні дані потрібно змінити для виправлення.

У документі AN920-D, де більш детально описується ця мікросхема, сказано, що максимальне значення коефіцієнта заповнення мікросхеми MC34063 не може перевищувати 0.857, в іншому випадку межі регулювання можуть не збігатися з заданими. Саме це значення прийнято за критерій правильності отриманого при розрахунку параметра. Правда практика показала, що реальне значення коефіцієнта заповнення може бути більше 0.9. Певне, така розбіжність пояснюється "нестандартним" включенням.

Результатом обчислень є значення пасивних елементів схеми, зведених в третю таблицю « Результати розрахунку » . Отримані значення можна використовувати при складанні схеми стабілізатора.

Іноді буває корисно підігнати отримані значення під себе, наприклад, коли отримане значення опору резистора, ємності конденсатора або індуктивності дроселя не збігається зі стандартним. Так само, цікаво буває подивитися, як впливає на загальні характеристики схеми зміна номіналів деяких елементів. У програмі реалізована така можливість.

Праворуч від таблиці « Результати розрахунку » навпроти кожного параметра розташований квадратик. При натисканні лівої кнопки мишки на обраному квадратику, в ньому з'являється «пташка», що відзначає параметр, що вимагає підбору. При цьому з поля зі значенням знімається жовта підсвітка, що означає можливість самостійного вибору значення даного параметра. А в таблиці « Вхідні дані" червоним кольором виділяються змінюються при цьому параметри. Тобто, проводиться зворотний перерахунок - формула прописується в комірці таблиці вхідних даних, а параметром для розрахунку є значення таблиці « Результати розрахунку » .

Наприклад, поставивши «пташку» навпроти індуктивності дроселя в таблиці « Результати розрахунку » , Можна побачити, що червоним кольором виділено параметр «Струм навантаження мінімальний» таблиці « Вхідні дані ».

При зміні індуктивності змінюються і деякі параметри таблиці « Вихідні дані », Наприклад,« Максимальний струм дроселя і ключа (I_Lmax) ». Таким чином можна підібрати дросель з мінімальної індуктивністю зі стандартного ряду і розмірами, що не перевищивши при цьому максимальний струм ключового транзистора мікросхеми, але «пожертвувавши» значенням мінімального струму навантаження. При цьому можна побачити, що значення ємності вихідного конденсатора Co так само збільшилася, що б компенсувати збільшення пульсацій струму навантаження.

Підібравши індуктивність і переконавшись, що інші залежні параметри не виходять за небезпечні межі, знімаємо «пташку» навпроти параметра індуктивності, закріплюючи тим самим отриманий результат до зміни інших параметрів, що впливають на індуктивність дроселя. При цьому в таблиці « Результати розрахунку » відновлюються формули, а в таблиці « Вхідні дані" , Навпаки, прибираються.

Точно так само можна підібрати і інші параметри таблиці « Результати розрахунку » . Однак слід мати на увазі, що параметри практично всіх формул перетинаються, тому при бажанні змінити відразу всі параметри цієї таблиці може з'явитися вікно помилки з повідомленням про перехресних посиланнях.

Завантажити статтю в форматі pdf.